Controllore PWM. Modulazione dell'ampiezza dell'impulso

I regolatori di impulso di fase (PDR) sono dispositivi che consentono di regolare la luminosità delle lampade (dimmer), la potenza dei riscaldatori elettrici, la velocità di rotazione degli utensili elettrici, ecc. Il FIR contiene una chiave elettronica, che è collegata tra la rete di alimentazione e il carico. Durante una parte del periodo di tensione di rete, questo interruttore viene chiuso e quindi si apre. Aumentando o diminuendo il tempo durante il quale la chiave rimane nello stato chiuso, è possibile aumentare o diminuire la potenza rilasciata nel carico. Tipicamente un tiristore viene utilizzato come interruttore. Consideriamo lo schema a blocchi di un FIR a tiristori mostrato in Fig. 1. I corrispondenti diagrammi temporali sono mostrati in Fig. 2.

Il selettore di zero si attiva quando la tensione di rete passa per lo zero. Il circuito di ritardo, dopo un intervallo di tempo T3, regolabile da zero a 10 ms, innesca un formatore di impulsi che apre il tiristore. Successivamente, il tiristore rimane aperto finché la corrente che lo attraversa diventa inferiore alla corrente di mantenimento, ad es. quasi fino alla fine del primo tempo.

Nel diagramma temporale Uc è la tensione di rete raddrizzata. Tensione di scarico. I momenti in cui l'interruttore a tiristori è chiuso sono evidenziati in verde.

A Ts piccole e medie il tiristore FIR funziona in modo abbastanza soddisfacente, ma a Ts grandi, prossime alla durata del semiciclo della tensione di rete, che corrisponde ad alimentare il carico con brevi impulsi di bassa ampiezza, sorgono problemi dovuti alla fatto che non tutti i tipi di carichi possono funzionare normalmente con tale alimentazione. Ad esempio, le lampade a incandescenza iniziano a tremolare notevolmente. Inoltre, a T elevati, l'instabilità del circuito di ritardo regolabile provoca cambiamenti significativi nella durata degli impulsi di uscita. Infatti se Tz, ad esempio a causa del riscaldamento degli elementi del circuito, aumenta da 9 a 9,5 ms, cioè di circa il 5%, la durata degli impulsi sul carico verrà ridotta da 1 ms a 0,5 ms, ovvero raddoppiato. Se Tz supera i 10 ms, il tiristore si aprirà proprio all'inizio del semiciclo, che corrisponde alla potenza massima. Ciò può danneggiare il carico se non è classificato per la piena tensione di linea.

Un altro svantaggio dei FIR a tiristori è l'interferenza che si verifica quando l'interruttore è chiuso e, in misura minore, quando è aperto (ovvero il funzionamento del FIR con carico attivo).

I veri FIR a tiristori sono solitamente realizzati su un tiristore simmetrico (triac), quindi non è richiesto un raddrizzatore, ma hanno anche gli svantaggi considerati.

Se non si utilizza un tiristore come chiave, ma un potente transistor MOSFET ad alta tensione, è possibile ridurre significativamente i problemi che si presentano quando è necessario alimentare il carico a bassa tensione.

Lo schema a blocchi di un FIR con un interruttore a transistor ad effetto di campo è mostrato in Fig. 3. I diagrammi temporali sono mostrati in Fig. 4.

Il comparatore confronta la tensione regolata Uop generata dalla sorgente di tensione di riferimento con la tensione di rete raddrizzata. Se la tensione di rete è inferiore alla tensione di riferimento, il transistor ad effetto di campo è aperto e il carico è collegato alla rete. Altrimenti il ​​comparatore apre l'interruttore: non c'è corrente attraverso il carico. È ovvio che sia sul ramo ascendente che su quello discendente della sinusoide ci saranno sezioni quando l'interruttore a transistor è chiuso, il che si riflette nel diagramma temporale. Ciò consente di trasferire la potenza richiesta al carico in un tempo più lungo rispetto al caso di un FIR a tiristore e, di conseguenza, ridurre le tensioni di picco e le correnti di carico.

Lo schema elettrico del transistor FIR è mostrato in Fig. 5.

La sorgente di tensione di riferimento regolabile è assemblata sugli elementi R1, C1, VD2 e R4. La tensione +12V del diodo zener VD2 viene utilizzata anche per alimentare il microcircuito DA1.1. Il condensatore C2 riduce il rumore che si verifica quando ruota l'asse del resistore variabile R4. L'amplificatore operazionale DA1.1, utilizzato come comparatore, confronta la tensione di riferimento con la tensione di rete fornita all'ingresso inverso dal divisore sui resistori R2, R3. Il transistor ad effetto di campo VT1 è un interruttore di alimentazione controllato da un segnale proveniente dall'uscita del comparatore. Il resistore R8 scarica l'uscita dell'amplificatore DA1.1 dalla capacità gate-source del transistor ad effetto di campo; inoltre, grazie a questo resistore, la commutazione di VT1 è leggermente più lenta, il che aiuta a ridurre le interferenze.

La prima versione del transistor FIR conteneva solo questi elementi. È stato assemblato su una breadboard e si è rivelato abbastanza funzionale, ma la forma della tensione sul carico era significativamente diversa da quella desiderata. L'oscillogramma corrispondente è mostrato in Fig. 6.

Il picco sinistro dell'oscillogramma, corrispondente al ramo discendente della sinusoide, è significativamente più basso del picco destro, corrispondente al ramo ascendente. Ciò accade a causa del ritardo introdotto dal comparatore e dalla chiave. L'uso di un amplificatore operazionale più veloce e di una resistenza di riduzione R8 migliora la situazione, ma non elimina completamente il problema; inoltre, l'autore voleva davvero rimanere entro i limiti di componenti economici e accessibili.

Questo inconveniente può essere eliminato introducendo nel circuito un secondo comparatore DA1.2. Grazie al circuito di ritardo sugli elementi VD3, R9, R10 e C3, DA1.2 viene attivato dopo DA1.1 con un ritardo di circa 100 microsecondi. Questo ritardo è sufficiente affinché, nel momento in cui viene attivato DA1.2, i processi transitori associati alla commutazione di DA1.1 abbiano il tempo di terminare. La tensione dall'uscita DA1.2 attraverso il resistore R7 viene sommata al segnale prelevato dal divisore R2, R3. Grazie a ciò, sia sul ramo discendente che su quello ascendente della sinusoide, il comparatore DA1.1 opera un po' prima: il ritardo viene compensato, la durata e l'ampiezza di entrambi i picchi sono equalizzate. L'oscillogramma per questo caso è mostrato in Fig. 7.

Se il FIR è configurato in modo che DA1.1 venga attivato vicino alla parte superiore dell'onda sinusoidale (elevata potenza sul carico), il ritardo sopra descritto non influisce sul funzionamento del dispositivo. Ciò è dovuto al fatto che in prossimità della sommità della sinusoide la velocità di variazione della tensione di rete rallenta e durante il ritardo non si verifica alcuna variazione significativa della tensione. D'altra parte, si è scoperto che lo stesso motivo - un lento cambiamento della tensione di rete nella parte superiore della sinusoide - porta al verificarsi di auto-oscillazioni in una catena di due comparatori DA1.1 e DA1.2, coperti tramite feedback. La catena VD3, R9 permette di eliminare le autooscillazioni. Grazie ad esso, il condensatore C3 si carica molto più velocemente di quanto si scarica. Se gli impulsi sull'uscita DA1.1 sono sufficientemente ampi, il che corrisponde a una grande ampiezza degli impulsi sul carico FIR, allora C3 non ha il tempo di scaricarsi: su di esso appare una tensione costante, che supera la tensione sull'ingresso inverso di DA1.2. Il comparatore DA1.2 smette di commutare e non si verificano autooscillazioni. I valori dei resistori R5, R6, R9 e R10 sono selezionati in modo tale che DA1.2 venga bloccato quando l'ampiezza dell'impulso sul carico FIR è di circa 150 V.

Il dispositivo era montato su una breadboard, la cui fotografia non viene mostrata perché Oltre al FIR descritto, su di esso è stato assemblato un altro dispositivo, che non è correlato a questo sviluppo. Il carico FIR è un riscaldatore con una potenza di circa 100 VA e una tensione di funzionamento di 70V. Il transistor ad effetto di campo è posizionato sul radiatore sotto forma di una piastra con un'area di 10 centimetri quadrati. Durante il funzionamento difficilmente si riscalda: a quanto pare il radiatore può essere ridotto o completamente abbandonato.

Durante il debug e il successivo utilizzo del dispositivo, è necessario prestare attenzione perché i suoi elementi sono in contatto con la rete elettrica.

La configurazione del dispositivo si riduce alla selezione del resistore R7. FIR deve essere collegato a una rete a 220 V (tramite un trasformatore di isolamento!). Come carico è possibile utilizzare una lampada a incandescenza da 220 V con una potenza di circa 100 VA, un saldatore, ecc. L'ingresso dell'oscilloscopio deve essere acceso parallelamente al carico. Utilizzando il resistore R4, è necessario impostare l'ampiezza degli impulsi sul carico su circa 50 V. Il resistore R7 deve essere selezionato in modo tale che l'ampiezza degli impulsi sui rami ascendente e discendente della sinusoide siano uguali. Se la tensione di uscita si discosta da 50 V, l'uguaglianza delle ampiezze degli impulsi non dovrebbe essere disturbata in modo significativo. Per l'autore, con una tensione di uscita di 20 V, le ampiezze degli impulsi differivano di 2 V, a 30 V - di 1 V, a 100 V - di 1 V.

In conclusione si evidenziano le caratteristiche di questo FIR che ne determinano il possibile ambito di applicazione. Si consiglia di utilizzarlo per alimentare dispositivi a bassa tensione che, per un motivo o per l'altro, necessitano di essere alimentati da una rete a 220V. Ciò contribuisce notevolmente alla stabilizzazione dell'ampiezza dell'impulso all'uscita del transistor FIR.

L'autore ha utilizzato con successo un saldatore da 30 VA progettato per una tensione di 27 V come carico, nonché una lampadina da 6 V 0,6 VA. La lampadina bruciava senza sfarfallio, la sua luminosità veniva regolata dolcemente da zero al surriscaldamento visibile. Il ricevitore radio a onde medie situato accanto a questo dispositivo non ha risposto quando è stato acceso. Da ciò possiamo concludere che esiste un piccolo livello di interferenza ad alta frequenza.

Quando alimentato da una lampada a incandescenza da 220 V di un FIR, si è scoperto che a bassi livelli di attenuazione (quasi la massima luminosità) si verificano cambiamenti spontanei e molto evidenti di luminosità. L'analisi di questo fenomeno ha dimostrato che la causa è una differenza significativa nella forma della tensione di rete rispetto a una sinusoide. Se la soglia di risposta del comparatore cade su un vertice piatto sufficientemente esteso, che si trova nella tensione di rete reale, anche piccole variazioni della tensione di rete causeranno fluttuazioni significative nella durata degli impulsi generati dal comparatore. Ciò provoca un cambiamento nella luminosità della lampada.

Durante lo sviluppo e il test di questo dispositivo si è ipotizzato che il carico potesse essere solo attivo (resistore, riscaldatore, lampada a incandescenza). Possibilità di utilizzare transistor FIR con carico reattivo, nonché per caricare eventuali batterie, regolare la velocità dei motori elettrici, ecc. non è stato rivisto o verificato.

In genere, i regolatori di potenza CA di fase sono basati su un tiristore o un triac. Questi schemi sono diventati da tempo standard e sono stati ripetuti molte volte sia dai radioamatori che su scala di produzione. Ma i regolatori a tiristori e triac, così come gli interruttori, hanno sempre avuto un importante inconveniente: la limitazione della potenza di carico minima.

Cioè, un tipico regolatore a tiristori per una potenza di carico massima superiore a 100 W non può regolare bene la potenza di un carico a bassa potenza che consuma unità e frazioni di watt. I principali transistor ad effetto di campo differiscono in quanto il funzionamento fisico del loro canale è molto simile al funzionamento di un interruttore meccanico convenzionale: in uno stato completamente aperto, la loro resistenza è molto piccola e ammonta a frazioni di ohm, e in uno stato chiuso , la corrente di dispersione è di microampere.

E questo praticamente non dipende dalla tensione sul canale. Cioè, proprio come un interruttore meccanico. Questo è il motivo per cui lo stadio chiave su un transistor ad effetto di campo chiave può commutare un carico con una potenza di unità e frazioni di watt, fino al valore di corrente massimo consentito.

Ad esempio, il popolare transistor ad effetto di campo 1RF840 senza radiatore, funzionante in modalità chiave, può commutare la potenza da quasi zero a 400 W. Inoltre, il FET di commutazione ha una corrente di gate molto bassa, quindi per il controllo è necessaria una potenza statica molto bassa. È vero, questo è oscurato dalla capacità di gate relativamente grande, quindi al primo momento di accensione, la corrente di gate potrebbe risultare piuttosto grande (corrente per carica della capacità di gate). Questo si combatte collegando un limitatore di corrente in serie al cancello.

Il carico è alimentato da una tensione pulsante, poiché è collegato tramite un ponte a diodi VD5-VD8. È adatto per alimentare un dispositivo di riscaldamento elettrico (saldatore, lampada ad incandescenza). Poiché la semionda negativa della corrente pulsante è “rivolta” verso l'alto, si ottengono increspature con una frequenza di 100 Hz. Ma sono positive, cioè un grafico del cambiamento da zero a un valore di tensione di ampiezza positiva. Pertanto è possibile una regolazione dallo 0% al 100%

La potenza di carico massima in questo circuito è limitata non tanto dalla corrente massima del canale aperto VT1 (questo è 30 A), ma dalla corrente diretta massima dei diodi del ponte raddrizzatore VD5-VD8. Quando si utilizzano diodi KD209, il circuito può funzionare con un carico fino a 100 W. Se devi lavorare con un carico più potente (fino a 400 W), devi utilizzare diodi più potenti, ad esempio KD226G, D.

Gli inverter del microcircuito D1 contengono un generatore di impulsi di controllo che apre il transistor VT1 in una determinata fase a semionda. Gli elementi D1.1 e D1.2 formano un trigger di Schmitt e i restanti elementi D1.3-D1.6 formano un inverter di uscita ad alta potenza. L'uscita ha dovuto essere potenziata per compensare i disturbi causati dal salto di corrente per caricare la capacità di gate VT1 nel momento in cui è stata accesa.

Il sistema di alimentazione a bassa tensione del microcircuito è diviso in due parti mediante il diodo VD2: la parte di alimentazione stessa, che crea una tensione costante tra i pin 7 e 14 del microcircuito, e la parte che è un sensore di fase della tensione di rete . Funziona come segue. La tensione di rete viene raddrizzata dal ponte VD5-VD8, quindi fornita a uno stabilizzatore parametrico utilizzando il resistore R6 e il diodo zener VD9.

Regolatori di potenzala corrente alternata con controllo a impulsi di fase è ampiamente utilizzata sia nei dispositivi di automazione industriale che nella progettazione di radioamatori. L'elemento di regolazione di tali dispositivi è un tiristore triodo, il cui momento di apertura (angolo) è regolato applicando un impulso o un livello di tensione all'elettrodo di controllo,

e la chiusura avviene nel momento in cui la corrente che scorre attraverso il tiristore diminuisce fino a zero (con carico attivo - nel momento in cui la tensione di rete passa per lo zero). Tale controllo è chiamato incompleto, poiché è possibile regolare solo l'angolo di apertura del tiristore e il momento di chiusura non è regolabile. Negli ultimi anni sono stati sviluppati potenti transistor ad effetto di campo con gate isolato ( MOSFET ) consentono di costruire un semplice interruttore per la commutazione della corrente alternata con pieno controllo, ad es. aprendo e chiudendo la chiave.

Il circuito del regolatore di potenza è mostrato in Fig. 1.L'interruttore di alimentazione è realizzato sui transistor VT1, VT2, collegati in serie back-to-back. La presenza di un diodo di protezione interno in ciascun transistor, collegato in parallelo al canale con polarità inversa (anodo su source, catodo su drain), consente alla corrente di fluire nel carico durante i semicicli positivi e negativi della tensione di rete.

Un generatore di impulsi con ciclo di lavoro regolabile è realizzato su tre elementi logici del microcircuito DD1. La frequenza degli impulsi è di circa 2 kHz (notevolmente superiore alla frequenza della tensione di rete). Se all'uscita dell'inverter DD1.3 è presente un livello alto, l'interruttore a transistor è aperto e la corrente scorre attraverso il carico. In questo caso, nel semiciclo positivo, la corrente scorre attraverso il canale aperto del transistor VT1 e il diodo di protezione del transistor VT2, e nel semiciclo negativo, al contrario, attraverso il diodo di protezione del transistor VT1 e il canale aperto del transistor VT2. Se l'uscita DD1.3 è bassa, entrambi i transistor sono chiusi e il carico è diseccitato. I diagrammi temporali del funzionamento del regolatore sono mostrati in Fig. 2. Ovviamente, la modifica del ciclo di lavoro degli impulsi lo consente modificare la potenza del carico da zero al valore massimo corrispondente alla piena tensione di rete.

Il microcircuito DD1 è alimentato da un raddrizzatore a semionda con uno stabilizzatore parametrico montato sugli elementi R2 VD3, VD4, C2. Si noti che lo stabilizzatore di tensione è collegato alle sorgenti dei transistor ad effetto di campo e al filo comune del microcircuito , quindi la tensione viene applicata alle porte dei transistor rispetto alle loro sorgenti

Il vantaggio di questo metodo di regolazione della potenza rispetto al metodo a impulsi di fase è che il carico commuta a una frequenza molto più elevata rispetto ai regolatori basati su tiristori, ciò consente di regolare la potenza per carichi a bassa inerzia.

I transistor ad effetto di campo IRF840 indicati nello schema hanno i seguenti parametri: corrente di drain - 8 A, tensione massima tra drain e source - 500 V, resistenza del canale nello stato aperto - 0,85 Ohm, dissipazione di potenza - 125 W. Questi transistor possono essere sostituiti con IRF740, IRFP450, IRFP460, IRFPC50, IRFPC60, IRFP350, IRFP360 BUZ80. Prima di installarlo nel dispositivo, assicurati che il transistor abbia un diodo protettivo (questo può essere fatto facilmente con un ohmmetro). La potenza massima del carico è determinata dalla corrente massima del transistor aperto, mentre la potenza rilasciata sul canale aperto non deve superare il massimo consentito. La frequenza del generatore, se necessario, può essere modificata selezionando la capacità C1.

Letteratura

1. Transistor Koldunov A MOSFET. - Radiomir, 2004, N4 C 26

2 Semenov B.Yu Elettronica di potenza per dilettanti e professionisti - M. SOLON-R 2001

A. EVSEEV,

I. NECHAEV, Kursk

Questo regolatore consente di controllare la quantità di calore generata dalla resistenza elettrica. Il principio del suo funzionamento si basa sulla modifica del numero di periodi della tensione di rete fornita al riscaldatore, con accensione e spegnimento che avvengono in momenti prossimi al passaggio a zero del valore istantaneo della tensione di rete. Pertanto, il regolatore non crea praticamente alcuna interferenza di commutazione. Sfortunatamente, non è adatto per attenuare le lampade a incandescenza, che tremolano notevolmente.

Lo schema del dispositivo è mostrato in Fig. 1.

Come elementi di commutazione, utilizza transistor ad effetto di campo IRF840 con una tensione drain-source consentita di 500 V, una corrente di drain di 8 A ad una temperatura del case di 25 ° C e 5 A ad una temperatura di 100 ° C, una corrente impulsiva di 32 A, una resistenza a canale aperto di 0,85 Ohm e una potenza dissipata di 125 W. Ogni transistor contiene un diodo protettivo interno collegato in parallelo al canale con polarità inversa (catodo a scarico). Ciò consente di collegare due transistor in serie back-to-back per commutare la tensione alternata.

Gli elementi DD1.1, DD1.2 vengono utilizzati per assemblare un generatore di impulsi del ciclo di lavoro regolabile che funzionano ad una frequenza di circa 1 Hz. Su DD1.3, DD1.4 - comparatore di tensione. DD2.1 è un D-trigger e DD1.5, DD1.6 sono stadi buffer. Il resistore di spegnimento R2, i diodi VD3 e VD4, il diodo zener VD6, il condensatore C2 formano uno stabilizzatore parametrico di tensione. I diodi VD5, VD7 sopprimono i picchi di tensione alle porte dei transistor VT1, VT2.

I diagrammi temporali dei segnali in vari punti del regolatore sono mostrati in Fig. 2.

La semionda positiva della tensione di rete, passando attraverso i diodi VD3, VD4 e il resistore R2, carica il condensatore C2 alla tensione di stabilizzazione del diodo zener VD6. La tensione all'anodo del diodo VD4 è una sinusoide limitata dal basso da un valore zero e dall'alto dalla tensione di stabilizzazione del diodo zener VD6 più la caduta di tensione diretta sul diodo stesso. Il comparatore sugli elementi DD1.3, DD1.4 rende le cadute di tensione più ripide. Gli impulsi da esso generati vengono forniti all'ingresso di sincronizzazione (pin 11) del trigger DD2.1 e al suo ingresso D (pin 9) - impulsi con una frequenza di circa 1 Hz dall'uscita del generatore sugli elementi DD1. 1, DD1.2.

Gli impulsi di uscita del trigger vengono alimentati attraverso gli elementi DD1.5 e DD1.6 collegati in parallelo (per ridurre la resistenza di uscita) alle porte dei transistor VT1 e VT2. Differiscono dagli impulsi del generatore “legando” le differenze temporali alla tensione di rete che attraversa un livello vicino allo zero, nella direzione dal più al meno. Pertanto l'apertura e la chiusura dei transistor avviene solo nei momenti di tali intersezioni (il che garantisce un basso livello di interferenza) e sempre per un numero intero di periodi della tensione di rete. Poiché il resistore variabile R1 modifica il ciclo di lavoro degli impulsi del generatore, cambia anche il rapporto tra la durata dello stato di accensione e spegnimento del riscaldatore e quindi la quantità media di calore da esso generato.

I transistor ad effetto di campo possono essere sostituiti con altri adatti alla tensione e alla corrente consentite, ma devono essere dotati di diodi di protezione. I microcircuiti della serie K561, se necessario, vengono sostituiti con analoghi funzionali della serie 564 o importati. Diodo Zener D814D - qualsiasi potenza media con una tensione di stabilizzazione di 10...15 V.

La maggior parte delle parti del dispositivo sono posizionate su un circuito stampato in fibra di vetro a lato singolo, mostrato in Fig. 3.

Quando la potenza del riscaldatore è superiore a 500 W, i transistor VT1 e VT2 devono essere dotati di dissipatori di calore.

La scheda è installata in un alloggiamento in materiale isolante, sulla cui parete sono montati una presa XS1 e un resistore variabile R1. Sull'asse del resistore deve essere posizionata una maniglia in materiale isolante.

Durante la messa a punto del regolatore, controllare la tensione sul condensatore C2 su tutto il campo di regolazione della potenza. Se cambia sensibilmente, il valore del resistore R2 dovrà essere ridotto.
Radio n. 4 2005.

Regolatore di potenza Triac.

A.STAS

L'induttanza L1 è qualsiasi dispositivo di soppressione del rumore utilizzato in tali dispositivi, corrispondente al carico. In linea di principio puoi farne a meno, soprattutto se il carico è di natura induttiva. Condensatori CI, C2 - per una tensione di almeno 250 V. Diodi VD1...VD4 - qualsiasi silicio per una tensione inversa di almeno 300 V.

Anche i transistor VT1, VT2 sono, in linea di principio, qualsiasi silicio con il tipo appropriato di conduttività.

Questo circuito funziona con qualsiasi tipo di triac per la tensione appropriata. Il più potente che abbiamo potuto testare è stato TS142-80-10.

Radioamatore 8/97

Regolatore di potenza a gradini.

K. MOVSUM-ZADE, Tjumen'

Il dispositivo proposto è caratterizzato da parti accessibili con un numero ridotto e valutazioni non critiche. Regolazione a gradini: 2/2, 2/3, 2/4, 3/7, 3/8, 3/9 e 3/10 della potenza a pieno carico.

Lo schema del regolatore è mostrato in Fig. 1.

È costituito da un'unità di potenza (diodi VD2, VD6, diodo zener VD1, resistenza R3, condensatore C1), un'unità di controllo (resistori R1, R2, R4, R5, interruttore SA1, contatore decimale DD1, diodi VD3-VD5) e un unità di potenza sul transistor di campo VT1 e ponte a diodi VD7-VD10, include anche il resistore R6.

Supponiamo che l'interruttore SA1 sia impostato sulla posizione 2/3. Durante il primo semiciclo positivo della tensione di rete i diodi VD2 e VD6 sono aperti. La corrente che scorre attraverso il diodo zener VD1 forma un impulso con un'ampiezza di 15 V con un forte aumento e diminuzione. Questo impulso carica il condensatore C1 attraverso il diodo VD2 e attraverso il resistore R1 entra nell'ingresso CN del contatore DD1. Al limite di questo impulso, verrà impostato un livello alto sull'uscita 1 del contatore, che, attraverso il diodo VD4 e il resistore R4, andrà al gate del transistor ad effetto di campo VT1 e lo aprirà. Di conseguenza, una semionda positiva di corrente scorre attraverso il carico.

Durante il semiciclo negativo i diodi VD2 e VD6 sono chiusi, ma la tensione del condensatore carico C1 (viene poi ricaricato ad ogni semiciclo positivo) continua ad alimentare il contatore DD1, il cui stato non cambia. Il transistor VT1 rimane aperto e la corrente continua a fluire attraverso il carico.

Con l'inizio del successivo semiciclo positivo, il livello sull'uscita 1 del contatore diventerà basso e sull'uscita 2 - alto. Il transistor VT2, la cui tensione gate-source è diventata zero, verrà chiuso e il carico verrà disconnesso dalla rete per l'intero periodo.

Nel terzo semiciclo positivo, il livello alto impostato sull'uscita 3 fluirà attraverso l'interruttore SA1 all'ingresso R del contatore, che entrerà immediatamente nel suo stato iniziale con un livello alto sull'uscita 0 e basso su tutte le altre uscite. La tensione fornita attraverso il diodo VD3 e il resistore R4 al gate del transistor VT1 lo aprirà. Al termine di questo periodo il ciclo si ripeterà. In altre posizioni dell'interruttore SA1, il dispositivo funziona in modo simile, cambia solo il numero di periodi durante i quali il carico è collegato alla rete e disconnesso da essa.

Il regolatore quasi non crea interferenze radio, poiché la commutazione del contatore, e con essa l'apertura e la chiusura del transistor VT1, avviene nei momenti in cui il valore istantaneo della tensione di rete è molto vicino allo zero - non supera la tensione di stabilizzazione del diodo zener VD1. Il resistore R6 sopprime i picchi di tensione che si verificano quando si commuta un carico induttivo, riducendo la probabilità di rottura del transistor VT1.

Il regolatore è assemblato su un circuito stampato costituito da PCB rivestito su un lato (Fig. 2).

È progettato per resistori MLT e simili con la potenza indicata nel diagramma e i valori nominali dei resistori possono differire più volte da quelli indicati. Condensatore C1 - K50-35 o altro ossido. Il diodo zener KS515G può essere sostituito con KS515Zh o KS508B, i diodi KD257B con 1N5404 importato e il transistor KP740 con IRF740.

L'interruttore SA1 è un biscotto P2G-3 11P1N, di cui vengono utilizzate solo sette posizioni. I terminali dell'interruttore sono collegati tramite fili flessibili ai contatti non contrassegnati situati sul circuito stampato attorno al chip DD1.

Si consiglia di verificare il dispositivo assemblato collegandolo alla rete tramite un trasformatore di isolamento con una tensione sul secondario di 20...30 V e sostituendo il carico vero e proprio con una resistenza da 1,5...3 kOhm. Solo dopo esserti assicurato che funzioni correttamente, collegalo direttamente alla rete. Successivamente è pericoloso toccare qualsiasi elemento dell'apparecchio (ad eccezione della maniglia isolata dell'interruttore): sono sotto tensione di rete.

Il regolatore è stato testato con carichi fino a 600 W. Il transistor ad effetto di campo VT1, a causa della bassa resistenza del canale aperto, si riscalda pochissimo, tuttavia è consigliabile dotarlo di un piccolo dissipatore di calore.

Qualche giorno fa ho acquistato un piccolo trapano per forare i circuiti stampati, ma purtroppo ruota a frequenza costante, vorrei però regolare la velocità di questo trapano.

Ho frugato su Internet e ho trovato uno schema di un regolatore di tensione a transistor per un "alimentatore divertente" (Autore del canale TV Yunost)

Ma -12 e +12 (se prendiamo questi pin dall'alimentatore del computer) daranno un totale di 24 V, ma all'uscita del nostro regolatore abbiamo solo 9 V. Non in ordine. Ho pensato e deciso di inserire nel circuito un altro diodo zener "D814B", lo stesso del nostro circuito da 9 V, e collegarlo in serie, quindi la tensione di stabilizzazione totale sarà pari a 18 V. E questa tensione è abbastanza per il nostro mini trapano..

E quindi, andiamo, abbiamo bisogno di:
1 resistenza da 560 Ohm
2 resistori per 1 kOhm
1 resistenza di sintonia per 10 Kom
1 transistor MP42, è possibile anche MP41 (ho usato questo)
1 transistor P213
2 diodi zener "D814B"
Accessori per saldatura
Un pezzo di PCB (nel mio caso, un normale pezzo di plastica)
Fili
Pinze
Pinza tagliafili

Innanzitutto, cambiamo il nostro diagramma in modo che tu possa capirlo e non farti confondere.

Ora abbiamo uno schema in base al quale assembleremo il nostro dispositivo..

Quando abbiamo uno schema e tutte le parti di cui abbiamo bisogno, possiamo tranquillamente iniziare ad assemblare

Prendiamo la nostra plastica e facciamo dei buchi per installare le parti

Successivamente, installiamo le parti sul nostro pezzo di plastica (textolite)

Importante!! Il transistor P213 deve essere installato sul radiatore e installato nel nostro circuito in posizione con il radiatore. È meglio fissare i fili con colla a caldo o resina epossidica, perché durante l'installazione sono riuscito a rompere il terminale dell'emettitore

Successivamente, inseriamo i fili di P213 nei fori sull'altro lato della nostra struttura

Quindi assembliamo tutto secondo lo schema, e questo è ciò che otteniamo alla fine